Умножитель частоты на 2. Умножение частоты. Для схемы "умножитель частоты"
Умножение частоты заключается в получении на выходе устройства колебания, частота которого в целое число раз больше частоты входного сигнала. На вход умножителя частоты обычно подается синусоидальное напряжение на выходе получают колебание с частотой Поскольку в умножителе частоты создается спектральная компонента, отсутствующая во входном сигнале, в нем должны быть применены элементы, в которых возможно образование новых спектральных составляющих (нелинейные, параметрические); построить умножитель частоты на основе линейных элементов невозможно. В настоящем параграфе рассматриваются умножители частоты на управляемых нелинейных элементах.
На рис. 3.13 изображена принципиальная схема транзисторного умножителя частоты. При входном сигнале протекающий в выходной цепи ток оказывается несинусоидальным,
содержащим компоненту частоты и гармоники. Ставя в эту цепь достаточно добротный контур, настроенный на частоту гармоники, получим на нем почти синусоидальное напряжение частоты Обычно на вход умножителя частоты подают колебания большой амплитуды, что позволяет использовать в расчетах кусочнолинейную аппроксимацию и метод угла отсечки. Для получения большей амплитуды выходного напряжения выбирают оптимальный угол отсечки. С увеличением коэффициента умножения величина бопт уменьшается, также уменьшаются наибольшие значения коэффициентов гармоник и амплитуды полезных гармоник По этой причине подобные умножители используются лишь для умножения в 2-3 раза.
Для умножения частоты в большое число раз используется иной подход: с помощью нелинейного устройства входной гармонический сигнал периода преобразуется в последовательность коротких видеоимпульсов прямоугольной формы длительностью той же частоты с последующим выделением гармоники с помощью фильтра. Спектры прямоугольных импульсов для двух значений приведены на рис. 3.14. Чем меньше тем меньше амплитуды первых гармоник и тем медленнее убывают их величины с ростом
Используя импульсы с малыми удается осуществлять умножение частоты в десятки раз. На рис. 3.15 приведена схема такого умножителя частоты, основанного на использовании трансформатора с почти прямоугольной характеристикой намагничивания сердечника (рис. 3.16а). Процесс образования коротких импульсов ЭДС во вторичной обмотке трансформатора, пропорциональных в результате протекания тока через первичную обмотку поясняют рис. 3.16 б-г. Ток во вторичной обмотке трансформатора подобен (рис. 3.16г). Контур обеспечивает выделение нужной гармоники. Для получения однополярных импульсов 12 достаточно дополнить внешнюю цепь диодом (пунктир на рис. 3.15). Недостатками Данного способа умножения частоты являются, во-первых, малый
Более эффективными, но и более сложными умножителями частоты большой кратности являются радиоимпульсные умножители частоты, в которых полезная гармоника выделяется фильтром из последовательности радиоимпульсов, получающихся в результате осуществления амплитудной манипуляции несущего колебания частоты видеоимпульсами частоты входного сигнала (рис. 3.17а). В общем случае, когда частота не кратна частоте начальные фазы колебаний внутри каждого импульса оказываются разными; поэтому получающееся колебание не является периодическим. Однако, если обеспечить постоянство начальных фаз колебаний частоты внутри каждого импульса, процесс окажется периодическим с частотой В таком режиме и работают радиоимпульсные умножители частоты.
Спектр колебания отличается от спектра огибающей сдвигом последнего на частоту на этой частоте огибающая спектра прямоугольных радиоимпульсов максимальна (см. рис. 1.16 г и д). При радиоимпульсном умножении частоты изменение смещает огибающую спектра, но не влияет на частоты спектральных компонентов, остающихся кратными частоте Следовательно, для того чтобы полезная гармоника была наибольшей,
нужно выбирать При данном способе умножения частоты удается получать большие до 50-100.
Умножители частоты. Простейшие пассивные умножители частоты выполняются на основе искажения гармонического входного сигнала e m (t) в токе безынерционного нелинейного элемента с характеристикой и ь1Х (е ьх). В выходной цепи такого нелинейного элемента включается цепь для выделения (фильтрации) высших частотных компонент тока / вых (/).
Оценим эффективность работы таких умножителей частоты в зависимости от кратности п. Аппроксимируем характеристику нелинейного элемента гладкой экспоненциальной функцией
где / 0 -ток при e w = 0; а - множитель с размерностью В" 1 .
Запишем гармонический входной сигнал в виде
Рис. 3.11.
где Е - начальное смещение; U BX - амплитуда входного сигнала умножителя; со - частота входного сигнала.
Тогда амплитуду л-й гармоники тока /1„ такого нелинейного элемента можно выразить через модифицированную функцию Бесселя J n (x) порядка л в виде
где
При малых входных амплитудах х = аU BX « п функция Бесселя в формуле (3.4) заменяется асимптотическим выражением
На рис. 3.11 пунктирной линией показано отношение амплитуды тока л-й гармоники к амплитуде тока первой гармоники для гладкой экспоненциальной нелинейности при малом сигнале по формуле (3.5).
При больших амплитудах входного сигнала в таком узле возникает эффект ограничения выходного тока, а в пределе нелинейность можно считать двухуровневой:
где / 0 - коэффициент с размерностью тока, имеющий физический смысл уровня ограничения; Е" - напряжение отсечки тока.
Угол отсечки тока с учетом формулы (3.4) определяется соотношением cos0 = (Е - Е") / U вх, а высшие гармоники тока 10 п вместо формулы (3.5) выражаются соотношением
Если подбирать для каждой кратности л угол отсечки 0 так, чтобы множитель sin л0 в числителе формулы (3.7) был равен единице, то из формулы (3.7) следует, что амплитуды высших гармоник тока убывают обратно пропорционально номеру гармоники, а их мощность, соответственно, обратно пропорционально квадрату номера гармоники. На рис. 3.11 штрихпунктирной линией показано отношение амплитуды тока л-й гармоники к амплитуде тока первой гармоники для двухуровневой нелинейности по формуле (3.6).
Если использовать кусочно-линейную аппроксимацию характеристики нелинейного элемента
где S - коэффициент с размерностью A/В, имеющий физический смысл крутизны характеристики нелинейного элемента, то вместо формулы (3.5) или (3.7) амплитуда тока л-й гармоники П п выражается через коэффициенты кусочно-линейного разложения косинусоидального импульса с отсечкой:
(3.8)
Для л = 1 справедливо выражение а для
л? 2 нужно использовать выражение
. Для каждой кратности умножения имеется оптимальный угол отсечки 0 ОПТ = тс/л, при котором амплитуда тока этой гармоники максимальна. Отношение /„//, амплитуд тока л-й и 1-й гармоник для оптимальных значений угла отсечки 0 ОПТ выражается соотношением
На рис. 3.11 сплошной линией показана (по формуле (3.9)) зависимость /„//, от кратности л при полигональной аппроксимации и оптимальном угле отсечки.
Из рис. 3.11 следует, что токи высших гармоник тока при безынерционном нелинейном преобразовании и оптимальном выборе угла отсечки убывают в среднем обратно пропорционально кратности л, а их мощности - обратно пропорционально квадрату кратности. Выделение из импульсов тока составляющей нужной гармоники с хорошей чистотой спектра также затрудняется при высокой кратности, так как требует высоких трудно реализуемых значений добротности частотно-избирательных полосно-пропус- кающих фильтров. Поэтому простейшие умножители частоты используются лишь при малой кратности умножения л = 2 и л = 3 с использованием оптимальных углов отсечки.
Из формулы (3.8), кроме того, следует, что выбором угла отсечки 0 О = п/(п - 1) можно добиться нулевой амплитуды тока одной из соседних мешающих гармоник. Например, амплитуда тока третьей гармоники нулевая при 0 = 90°, четвертой - при 0 = 66°, пятой - при 0 = 52 е, шестой - при 0 = 43 е, седьмой - при 0 = = 38 е, восьмой - при 0 = 33 е. Эту особенность можно учитывать для улучшения фильтрации мешающих спектральных компонент в умножителях частоты.
Умножитель частоты высокой кратности без выделения на выходе одной гармонической составляющей можно выполнить на основе формирования из гармонического входного сигнала с частотой / вх коротких прямоугольных видеоимпульсов в моменты перехода входного напряжения через нуль с положительной производной в соответствии с формулой (3.6). Такую схему называют генератором гармоник и используют для формирования сетки одновременно множества спектральных составляющих с фиксированным шагом по частоте. На рис. 3.12 представлен амплитудный спектр мощности высших гармоник для периодической последовательности видеоимпульсов, когда 0 = я/8, т.е. длительность сформированного импульса в 16 раз меньше, чем период колебания входной частоты.
Спектральные компоненты колебания, представленного на рис. 3.12, имеют частоты nf m , огибающая их мощности Р„ подчиняется закону
где Р 0 - мощность постоянной составляющей сигнала.
Рис. 3.12.
Недостатками такого умножителя частоты являются, во-первых, снижение с ростом кратности эффективности преобразования мощности входного сигнала в мощность нужной гармоники, пропорциональное квадрату кратности; во-вторых, уменьшение мощности гармоник вблизи значений кратности л, примерно равных скважности импульсов q = я/0. Кроме того, с ростом кратности усложняется задача подавления с нужной глубиной составляющих, имеющих частоту выше и ниже выделяемой.
Умножение частоты на основе нелинейных реактивных элементов (варакторов) позволяет передать значительную часть мощности входной частоты в нагрузку на выделяемой гармонике. Соотношения Мэнли-Роу доказывают, что принципиально возможно при помощи нелинейного реактивного элемента преобразовать до 100 % мощности входного сигнала на частоте со в мощность сигнала на произвольной гармонике, имеющей частоту лее, если электрическая цепь с нелинейным реактивным элементом по входу имеет ничтожно малое сопротивление для всех частот, кроме входной, а по выходу - ничтожно малое сопротивление для всех частот, кроме выходной. Однако для таких умножителей отсутствует развязка между входной и выходной цепями с общим для них реактивным нелинейным элементом. С ростом кратности умножения растут трудности построения линейных фильтрующих цепей с указанными свойствами.
Во многих случаях частота со входного сигнала умножителя изменяется в процессе работы, так что применение резонансных фильтрующих цепей затруднительно. Широкополосные умножители частоты строят без использования резонансных цепей, выделяющих нужную гармонику. Балансная схема (рис. 3.13) умножителя частоты на основе двух одинаковых нелинейных элементов (НЭ) с противофазным возбуждением через разветвитель (Р) позволяет скомпенсировать либо четные, либо нечетные гармоники на выходе. Для компенсации нечетных гармоник выходы каналов складываются синфазно в сумматоре (С), а для компенсации четных - вместо него включается сумматор противофазных сигналов, подобный разветвителю Р.
Балансные схемы при высокотехнологичном интегральном исполнении уменьшают уровень ближайших по кратности мешающих
Рис. 3.13.
Рис. 3.14.
спектральных компонентов на 30... 35 дБ. Выходной полосно-про- пускающий фильтр (ППФ) для сохранения широкополосности умножителя выполняется в виде последовательного включения фильтра нижних частот, ослабляющего компоненты с частотами более низкими, чем выделяемые, и фильтра верхних частот (гар- моникового фильтра), который не пропускает на выход гармоники более высокой кратности. Например, в балансном удвоителе частоты (п = 2) углы отсечки в нелинейных элементах (см. рис. 3.13) следует выбрать около 90°, так что амплитуда тока ближайшей к выделяемой высшей гармоники с номером п = 3 будет ослаблена на 20...30 дБ за счет выбора угла отсечки, а за счет балансности дополнительно на 30...35 дБ будут ослаблены составляющие первой и третьей гармоник. Удвоители частоты по балансной схеме (см. рис. 3.13) могут удовлетворительно работать при изменении частоты входного сигнала в несколько раз - на 1 - 2 октавы.
Удвоители и утроители частоты, как правило, выполняются пассивными, а умножители частоты - более высокой кратности, иногда - активными. Активный умножитель частоты в виде системы фазовой автоподстройки частоты колебаний ГУН с делителем частоты в кольце авторегулирования строится по схеме, представленной на рис. 3.14. В такой схеме частота ГУН выбирается примерно кратной частоте входного сигнала. Делитель частоты с фиксированным коэффициентом деления :п понижает частоту до значения, близкого к / вх, импульсно-фазовый дискриминатор (ИФД) сравнивает фазы входного сигнала и колебания поделенной частоты ГУН, а отфильтрованный управляющий сигнал е у через цепь обратной связи поступает на вход управления частотой ГУН, образуя тем самым систему фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ). Подробнее схемы такого вида рассмотрены в гл. 5.
Недостатком умножителя частоты, представленного на рис. 3.14, является возможность выхода системы ФАПЧ из полосы синхронизма при значительных вариациях собственной настройки ГУН. Выпускаются активные умножители частоты с кратностью от 3 до 64 при выходной частоте до 100 ГГц.
В умножителях частоты на электровакуумных приборах СВЧ, например на пролетных клистронах, в которых входной резонатор настроен на частоту гармоники входного сигнала, а выходной - на кратную частоту, наибольшая выходная мощность убывает с ростом кратности обратно пропорционально л, т.е. значительно слабее по сравнению с умножителями частоты на безынерционных активных элементах. Это связано с отличиями в характере группирования электронов в таких приборах. Поэтому такие умножители частоты имеют более высокий порог применимости по кратности.
В умножителях частоты на катушках с ферромагнитным материалом, работающим в режиме насыщения, гармоническое входное напряжение создает импульсный ток в выходной цепи из-за процесса перемагничивания сердечника. Такие узлы имеют ограничение по верхней рабочей частоте, где могут применяться цепи с сосредоточенными индуктивностями на феррите. Преобразование мощности входного гармонического колебания сверхвысокой частоты до 3 ГГц в форму коротких импульсов с высоким содержанием высших гармоник может производиться с помощью диодов с накоплением заряда и резким восстановлением.
В табл. 3.2 представлены параметры некоторых моделей интегральных широкополосных умножителей и делителей частоты. Модель D-0840 представляет собой пассивный диодный удвоитель частоты сигналов с необычайно широким диапазоном входных частот - коэффициент перекрытия по частоте kf= 5. Его средний по диапазону коэффициент ослабления по мощности составляет -15 дБ. Активный утроитель частоты АТА-0304 имеет при коэффициенте перекрытия по частоте k f - 1,33 мощность выходного сигнала 15 дБмВт. Это обеспечено встроенным широкополосным усилителем мощности с полосой частот 9... 12 ГГц. В умножителе частоты в 5 раз модели МАХ5М65075 усилитель мощности выходного сигнала обеспечил высокий уровень выходной мощности, а встроенные последовательно включенные на выходе фильтры нижних частот (с полосой 12 ГГц) и фильтр верхних частот (с полосой 1,5 ГГц) обеспечили улучшенный (до -40 дБ) уровень ослабТаблица 3.2. Параметры интегральных широкополосных умножителей и делителей частоты
умножителя или делителя |
Входная цепь |
Выходная цепь |
S P (F), дБ/Гц, F= 100 кГц |
Модель, сайт |
||||
/>«, дБм Вт |
1 ВЫХ 1 |
|||||||
Пассивный |
D-0840, www. markimicrowave.com |
|||||||
АТА-0304, www. markimicrowave.com |
||||||||
HMC445LP4, www. hittite.com |
||||||||
DV-1826, www. markimicrowave .com |
||||||||
HMC437MS8G, www. hittite.com |
||||||||
www.inphi-corp.com |
Примечание. х2 - удвоитель частоты; хЗ - утроитель частоты; х5 - активный умножитель частоты в 5 раз; х 16 - активный умножитель частоты в 16 раз; +2 - активный делитель частоты на 2...
ления нежелательных гармонических составляющих выходного сигнала. В умножителях и делителях частоты кроме параметра, характеризующего гармонический состав выходного сигнала - ПСС ВЫХ, указывают значения ПСС ВХ, который показывает долю нежелательных спектральных компонент, появляющихся во входной цепи из-за обратного прохождения. Как правило, значение ПСС ВХ на
10...20 дБ ниже, чем ПСС ВЫХ. Очень трудная задача решена разработчиками и изготовителями умножителя частоты в 16 раз модели HMC445LP4: в выходной цепи сетка одновременно присутствующих гармоник имеет шаг 0,6...0,7 ГГц по сравнению со средней частотой 10... 11 ГГц. В этой модели использована балансная схема для компенсации нечетных 15-й и 17-й гармоник, выходной полосовой диэлектрический фильтр, но тем не менее уровень ПСС ВЫХ превышает -20 дБ. Можно отметить весьма низкий уровень собственных фазовых шумов S 9 (F) для этой модели.
Делители частоты. Деление частоты гармонического входного сигнала на два происходит в параметрических цепях с нелинейной реактивностью, например с варикапом или с ферритом. Такое параметрическое деление частоты на два используется в диапазоне входных частот менее 3...40 ГГц, а при необходимости получения более высокого коэффициента деления такие узлы включаются каскадно. Достоинством параметрических варакторных делителей частоты является широкополосность менее октавы, так как в них не используются резонансные цепи.
В диапазоне входных частот менее 1 ГГц возможно применение цифровых счетчиковых делителей частоты - в таких узлах коэффициент деления частоты устанавливается произвольным, а ограничение на нижнюю рабочую частоту и соответственно на наибольший коэффициент деления частоты отсутствует. Выходной сигнал цифровых делителей частоты двухуровневый - имеет ме- андровую форму импульсов со скважностью 2. При необходимости выделения из них гармонической составляющей поделенной частоты производится частотная обработка с помощью фильтра нижних частот с частотой среза, равной наибольшему значению выходной частоты.
Умножители и делители частоты вносят не только регулярные, но и случайные погрешности в фазу выходного сигнала, которые зависят от их схемы, конструкции узла, кратности, качества фильтрации и других дестабилизирующих факторов. Поэтому нестабильность фазы и частоты выходного сигнала умножителя или делителя частоты несколько выше, чем входного. Зависимость интенсивности собственного фазового шума вблизи несущей частоты от частоты отстройки определяется схемой и режимом работы нелинейного элемента узла преобразования частоты, который может быть разработан специально как малошумящий. Например, в делителях частоты на два диапазона 1... 2 ГГц уровень СПМ собственного «белого» фазового шума на выходе S^(F) составляет -155...-140 дБ/Гц при отстройке от несущей частоты F= 100 кГц.
В делителях частоты, как и в умножителях частоты, существует кратная периоду более высокой частоты неопределенность начального сдвига между моментами времени перехода через нуль входного и выходного колебаний. На этапе включения источника питания или в результате действия импульсной помехи фаза колебания более высокой частоты может измениться на целое число периодов своего колебания по сравнению с фазой низкочастотного колебания. Разработчик синтезатора сигналов должен оценить последствия такого явления исходя из назначения и свойств радиотехнической системы, в которой он будет использоваться.
Если входной сигнал умножителя частоты в л раз имеет периодическую угловую (фазовую или частотную) модуляцию с девиацией частоты Д/и модулирующей частотой F M , то на его выходе модулирующая частота не изменится, а девиация частоты составит лД/ При этом уровень мощности боковых полос модуляционного спектра по сравнению с мощностью несущего колебания возрастает на 20 lg я, т.е. для удвоителя - на 6 дБн.
Делитель частоты на два модели DV-1826 имеет входные сигналы миллиметрового диапазона, так что для размещения элементов поверхностного монтажа использованы высокотехнологичные решения. Делители частоты моделей HMC437MS8G и 25673DV-QFN выполнены как счетчиковые, поэтому коэффициент деления может быть нечетным, а нижний предел рабочей частоты отсутствует - микросхемы производят широкополосное деление частоты в указанное число раз в любом низкочастотном диапазоне вплоть до постоянного тока. Микросхема делителя частоты на восемь модели 25673DV-QFN выполнена для работы в расширенном температурном диапазоне: от -55 до +125 °С. Можно заметить, что собственные фазовые шумы цифровых делителей частоты существенно ниже, чем, например, для ГУН того же диапазона.
Формирование частоты, кратной фиксированной входной частоте, является одним из наиболее распространенных применений ФАПЧ. В частотных синтезаторах частота выходного сигнала формируется за счет умножения частоты, стабилизированной кварцевым резонатором, на число п, число п можно задавать в цифровом виде, т.е. можно получить гибкий источник сигналов, которым можно управлять даже с помощью компьютера или простого контроллера.
В данном примере попытаемся использовать ФАПЧ чтобы получить довольно высокую частоту диапазона ДМВ, стабилизированную низкочастотным кварцевым резонатором. Итак, имеем кварцевый резонатор на частоту 6,8 МГц, микросхему КР193ИЕ6 (делитель на 64, работает на частотах до 1000 МГц), а также микросхему КР1564ЛП5, которую будем использовать в качестве фазового детектора.
Начнем со стандартной схемы ФАПЧ, в которой между выходом ГУН и фазовым детектором включен счетчик-делитель на - n (рис.1).
На этой схеме для каждого функционального блока указан коэффициент передачи. При расчете контура ФАПЧ эти коэффициенты используются для проведения расчетов по устойчивости. Имеются специальные формулы для расчета каждого из коэффициентов передачи. Общий коэффициент передачи контура ФАПЧ будет равен произведению коэффициентов передачи всех функциональных блоков контура.
По результатам расчета величины общего коэффициента судят об устойчивой работе данной схемы контура. Наибольшие трудности в этих расчетах приходятся на долю расчета элементов НЧ фильтра. Большинству радиолюбителей, не имеющих возможности заняться расчетом устойчивости, приходится подбирать компоненты фильтра до тех пор, пока контур не заработает. Попробуем рассмотреть назначения элементов фильтра. На рис.2 приведена одна из возможных схем фильтра НЧ.
Произведение R1xC0 определяет время сглаживания контура, a R0/R1 - демпфирование, т.е. отсутствие перегрузки в скачкообразном изменении частоты. Подбор величин можно начинать с R0 = 0,2 R1. На рис.2(б) приведена схема с дополнительным конденсатором С1. Один из возможных вариантов этого фильтра может иметь следующие данные: R1 = 10k, R0 = 10к, С0 = 1000 и С1 = 0,033мк.
Рассмотрим принципиальную схему умножителя частоты с ФАПЧ, в которой имеется кварцевый резонатор на частоту 6,8 МГц, микросхема КР193ИЕ6 (делитель на 64, работает на частотах до 1000 МГц), а также микросхема КР1564ЛП5, которую будем использовать в качестве фазового детектора. На рис.3 приведена одна из возможных принципиальных электрических схем умножителя частоты на 64 с применением ФАПЧ, в которой задействованы перечисленные выше компоненты.
Рис.3
Эта схема не является отработанной и приведена мною чисто в целях иллюстрации возможного варианта умножителя с применением ФАПЧ. Фазовый детектор выполнен на МС DD1 74НС86 (564ЛП5). На элементе этой микросхемы DD1.1 выполнен генератор с кварцевым резонатором Z1. На элемент DD1.3, который работает в режиме повторителя, поступает сигнал с МС делителя частоты ГУН.
Разностный сигнал выявляется на элементе DD1.2 и подается на активный НЧ фильтр, выполненный на транзисторах VT1 и VT2. R10 и С6 являются дополнительными элементами НЧ фильтра. На варикап VD1 разностный сигнал поступает через R10. ГУН выполнен на транзисторе VT3, а на VT4 собран буфер - усилитель частоты ГУН. С VT4 сигнал с подается через С14 на выход, а через фильтр ВЧ С13Др1С15 на делитель частоты ГУН, выполненный на DD2. С выхода делителя частоты сигнал подается на фазовый детектор через конденсатор С16.
Процесс захвата
Для выполнения процесса захвата частоты необходимым условием является достаточное напряжение сигнала рассогласования после НЧ фильтра. Всегда следует помнить, что НЧ фильтр на LC элементах вносит большое ослабление сигнала. Контур первого порядка всегда будет синхронизироваться, поскольку там отсутствует ослабление сигнала рассогласования на низкой частоте.
Синхронизация контура второго порядка зависит от типа фазового детектора и полосы пропускания фильтра нижних частот. Кроме того, фазовый детектор по схеме ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ имеет ограниченный диапазон захвата, зависящий от постоянной времени фильтра.
Рис.4
Процесс захвата происходит следующим образом: когда сигнал фазового рассогласования приближает частоту ГУН к опорной частоте, его изменения становятся более медленными и наоборот. Сигнал рассогласования поэтому является асимметричным и меняется более медленно в той части цикла, в течение которой fгун ближе подходит к fon.
В результате появляется ненулевая средняя компонента, т.е. постоянная компонента, которая и вводит ФАПЧ в синхронизм. Если графическим путем проанализировать управляющее напряжение ГУН в процессе захвата, то можно получить что-то похожее на сигнал, показанный на рис.4.
Каждый процесс захвата индивидуален и каждый раз он выглядит по-разному.
Полоса захвата и слежения
При использовании фазового детектора по схеме ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ полоса захвата ограничена постоянной времени фильтра нижних частот. В этом есть определенный смысл, так как, если различие по частоте велико, сигнал рассогласования будет ослабляться фильтром настолько, что контур никогда не сможет осуществить захват. Очевидно, что увеличение постоянной времени фильтра уменьшает полосу захвата, так как это приводит к пониженному коэффициенту передачи контура.
Умножитель частоты на МС12179
Фирма Motorola изготавливает серийно микросхему ФАПЧ типа МС12179, которая в своем составе уже имеет следующие компоненты, необходимые для создания полноценного контура ФАПЧ, а именно:
Все элементы, необходимые для организации работы внешнего генератора с кварцевой стабилизацией частоты;
Фазовый детектор;
Делитель частоты на 256, что позволяет использовать эту МС как умножитель частоты до частот 2500 МГц;
Предусмотрен вход для частоты ГУН и выход сигнала рассогласования к НЧ фильтру.
Обратите внимание, - фильтра НЧ в составе микросхемы нет, его в каждом отдельном случае следует проектировать в соответствии с индивидуальными требованиями к умножителю.
Рис.5 и 6
На рис.5 показан схематически контур ФАПЧ с микросхемой МС12179. Кварц Z1 может выбираться в пределах от 5 до 11 МГц, при этом на выходе умножителя можно получить частоты в диапазоне от 2400 до 2800 МГц. Схемы возможных для применения НЧ фильтров показаны на рис.6.
Умножитель частоты с ФАПЧ на МС12179 создает шумы во много раз меньшие, чем умножитель по описанной выше схеме с отдельным делителем частоты.
Синтезатор частоты на LM7001
Схема синтезатора частоты для диапазона 145МГц выполнена на микросхеме LM7001J, используемой различными фирмами в бытовых радиоприемниках.
Синтезатор предназначен для работы в приемопередающих устройствах ЧМ с промежуточной частотой 10,7 МГц. Он обеспечивает формирование сигнала с частотой 133,3...135,3 МГц в режиме приема и 144...146 МГц в режиме передачи с шагом сетки частот 25 кГц. В нем также предусмотрена возможность сканирования в режиме приема во всем диапазоне рабочих частот.
Синтезатор имеет энергонезависимую память на три пользовательские частоты. В нем также зашиты 9 репитерных каналов (R0...R8). В режиме передачи в синтезаторе осуществляется частотная модуляция ВЧ сигнала. Питают синтезатор напряжением 8...15 В. Ток потребления - не более 50 мА. Уровень ВЧ сигнала на его выходе при нагрузке 50 Ом составляет не менее 0,1 В. Эта очень интересная конструкция должна заинтересовать многих радиолюбителей.
Технические характеристики МС LM7001J:
1. Номинальное напряж. питания, В.....................................................4,5...6,5.
2. Входное напряж. высокого уровня, В, по входам СЕ, CL, Data 2,2...6,5.
3. Входное напряжение низкого уровня, В, по входам СЕ, CL, Data ...0... 0,7.
4. Максимально допустимое напряжение, подводимое к выходу SC, В.... 6,5.
5. Максимальное допустимое напряжение, подводимое к выходам BSoutl... BSout3, В........13.
6. Максимально допустимый выходной ток выхода SC, мА..................... 3.
7. Максимально допустимый входной ток входов BSoutl... BSout3, мА 3.
8. Частотный интервал входа Amin1, МГц..................0,5...10.
9. Частотный интервал входа Fmin, МГц, при шаге частотной сетки
- 25,50,100 кГц.............45...130.
- 1,5,9,10 кГц............ 5...30.
10. Чувствительность по входам Amin и Fmin, В (эфф.)..............0,1 ...1,5.
11. Типовое значение входного сопротивления по входам Amin и Fmin, кОм............ 500.
12. Общий потребляемый ток, мА.................. 40.
Микросхемы LM7001J и LM7001JM предназначены для построения частотных синтезаторов с системой ФАПЧ, применяемых в бытовых радиоприемных устройствах. Обе микросхемы идентичны по схеме и параметрам и отличаются лишь конструкцией корпуса - у LM7001J корпус DIP16 для обычного монтажа, у LM7001JM -MFP20 для поверхностного монтажа (обе микросхемы пластмассовые). Назначение выводов микросхем представлена в таблице ниже.
Выводы Xout и Xin - выход и вход усилителя сигнала образцовой частоты; к этим выводам подключают кварцевый резонатор. Вывод СЕ- вход сигнала разрешения записывания. CL -вход тактовых импульсов записывания. Data -информационный вход. SC - Syncro Control - выход контрольной частоты 400 кГц. BSoutl -BSout3 - band switching-выходы управления внешними устройствами (выход BSoutl, кроме этого, - выход сигнала частоты 8 Гц); с помощью этих сигналов выполняется коммутация диапа-зонов Amin и Fmin - входы программируемого делителя частоты, иначе говоря, входы сигналов AM и ЧМ. Pdl и Pd2 -выходы частотно-фазового детектора в режимах FM и AM соответственно.
Функциональная схема прибора изображена на рис. 7. Управляющая последовательность битов, поступающая на приемный сдвиговый регистр, определяет значение шага частотной сетки синтезатора, коэффициент деления программируемого делителя частоты, режим его работы и состояние выходов BSoutl...BSout3.
Рис.7
Микросхема может работать с семью стандартными значениями шага частотной сетки - 1, 5, 9, 10, 25, 50 или 100 кГц (при частоте образцового генератора 7200 кГц. Введение управляющей последовательности битов происходит последовательно, начиная с младшего бита коэффициента деления частоты программируемого делителя, который может работать в двух режимах - AM и FM.
умножитель частоты
радиоэлектронное устройство для увеличения в целое число раз частоты подводимых к нему периодических электрических колебаний. Используется преимущественно для повышения частоты стабильных колебаний в радиопередающих, радиолокационных, измерительных и других устройствах.
Умножитель частоты
электронное (реже электромагнитное) устройство, предназначенное для увеличения в целое число раз частоты подводимых к нему периодических электрических колебаний. Отношение fвых/fвх (fвх и fвых √ частоты колебаний соответственно на входе и выходе У. ч.) называется коэффициента умножения частоты m (m ³ 2; может достигать нескольких десятков). Характерная особенность У. ч. √ постоянство т при изменении (в некоторой конечной области) fвх, а также параметров У. ч. (например, резонансных частот колебательных контуров или резонаторов, входящих в состав У. ч.). Отсюда следует, что если fвх по каким-либо причинам получила приращение Dfвх (достаточно малое), то приращение Dfвых частоты fвых таково, что Dfвх/fвх = Dfвых/fвых, т. е. относительная нестабильность частоты колебаний при умножении остаётся неизменной. Это важное свойство У. ч. позволяет использовать их для повышения частоты стабильных колебаний (обычно получаемых от кварцевого задающего генератора) в различных радиопередающих, радиолокационных, измерительных и др. установках.
Наиболее распространены У. ч., состоящие из нелинейного устройства (например, транзистора, варактора, или варикапа, катушки с ферритовым сердечником; электронной лампы) и электрического фильтра (одного или нескольких). Нелинейное устройство изменяет форму входных колебаний, вследствие чего в спектре колебаний на его выходе появляются составляющие с частотами, кратными fвх. Эти сложные колебания поступают на вход фильтра, который выделяет составляющую с заданной частотой mfвх, подавляя (не пропуская) остальные. Поскольку такое подавление в реальных фильтрах не является полным, на выходе У. ч. остаются нежелательные (т. н. побочные) составляющие, т. е. гармоники с номерами, отличными от m. Задача облегчается, если нелинейное устройство порождает практически только m-ю гармонику fвх, √ в этом случае иногда обходятся без фильтра (известны подобные У. ч. на туннельных диодах и специальных электроннолучевых приборах). При m > 5 бывает энергетически выгоднее использовать многокаскадные У. ч. (в них выходные колебания одного каскада служат входными для другого).
Находят применение также У. ч., действие которых основано на синхронизации автогенератора (см. Генерирование электрических колебаний). В последних возбуждаются колебания с частотой f0 = mfвх, которая становится в точности равной mfвх под действием поступающих на его вход колебаний с частотой fвх. Недостаток таких У. ч. √ сравнительно узкая полоса значений fвх, при которых возможна синхронизация. Кроме указанных, некоторое распространение получили радиоимпульсные У. ч., в которых на вход электрического фильтра подаются радиоимпульсы определённой формы, вырабатываемые под действием входных колебаний с частотой fвх.
Основная проблема при создании У. ч. √ уменьшение фазовой нестабильности выходных колебаний (обусловленной случайным характером изменения их фазы), приводящей к увеличению относительной нестабильности частоты на выходе по сравнению с соответствующей величиной на входе. Строгий расчёт У. ч. связан с интегрированием нелинейных дифференциальных уравнений.
Лит.: Жаботинский М. Е., Свердлов Ю. Л., Основы теории и техники умножения частоты, М., 1964; Ризкин И. Х., Умножители и делители частоты, М., 1966; Бруевич А. Н., Умножители частоты, М., 1970; Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах, М., 1973.
И. Х. Ризкин.
Википедия
Умножитель частоты
Умножитель частоты - электрическое или электронное устройство, в котором при подаче на вход колебаний с периодом 2 ⋅ π /ω на выходе формируются колебания с периодом 2 ⋅ π /N ⋅ ω .
Умножители применяются для:
- Переноса кварцованных частот (СВЧ-диапазон;
- Синтезирования сетки частот;
- Измерения стабильности частоты.
В радиопередающих устройствах, применяя умножители, удаётся:
- Понизить частоту задающего генератора, что повышает стабильность;
- Расширить диапазон перестройки радиопередающего устройства при меньшем диапазоне перестройки задающего генератора;
- Повысить устойчивость работы радиопередающего устройства за счёт ослабления обратной связи, так как в умножителе частоты входные и выходные цепи настроены на разные частоты;
- Увеличить абсолютную девиацию частоты или фазы при частотной или фазовой модуляции.
Умножителем частоты называют такой ГВВ, частота колебаний, на выходе которого в 2, 3,..., п раз выше, чем на входе.
Схема умножителя частоты аналогична схеме обычного усилителя радиочастоты. Умножитель отличается от усилителя тем, что выходной контур умножителя настроен на вторую, третью или п-ю гармонику входного напряжения. Поэтому на нагрузке выделяется мощность той гармоники, на которую настроен выходной контур.
Из анализа режима колебаний второго рода известно, что с увеличением номера гармоники амплитуда гармонических составляющих уменьшается: I n =α n , Imах- Поэтому полезная мощность и КПД умножителя меньше, чем усилителя. Режим умножения применяют в маломощных ступенях передатчика, низкий КПД которых практически не снижает КПД передатчика в делом.
Принцип построения транзисторных умножителей частоты основан на использовании двух физических процессов: выделения нужной гармоники из импульса коллекторного тока и нелинейного характера изменения коллекторной емкости от изменения коллекторного напряжения.
Транзисторные умножители частоты, работающие на принципе выделения нужной гармоники из импульса, обеспечивают умножение на сравнительно низких частотах. Это происходит потому, что с повышением рабочей частоты импульс коллекторного тока расширяется (вплоть до 180°) и содержание высших гармоник в нем резко снижается. Практически умножители на этом принципе работают на частотах до 0,3 Ѡ т.
Для умножения на более высоких частотах используется нелинейность коллекторной емкости. Это позволяет получить на выходе умножителя частоту больше граничной частоты транзистора. На рис. 2.12 приведена схема транзисторного умножителя частоты, работающего как на низких, так и на высоких частотах. На вход схемы подается напряжение основной частоты, на которую настроен контур в цепи базы транзистора. В цепи коллектора включены фильтры, выделяющие на нагрузке заданную гармонику.
Транзисторные генераторы работают на частотах до 10 ГГц. Для получения мощности на более высоких частотах после транзисторного генератора включают умножители частоты на полупроводниковых диодах - варикапах и варакторах.
В полупроводниковых приборах емкость р-n-перехода складывается из двух составляющих: барьерной (1) -основной при закрытом переходе и диффузионной (2) - основной при открытом переходе.
Графики зависимости емкостей р-n-перехода от напряжения на нем показаны на рис. 2.13. Кривая 3 отражает результирующую емкость р-n-перехода. Для работы умножителя на характеристике C рез =f(U) выбирают рабочую точку А, подавая соответствующее напряжение смещения.
Диоды, предназначенные для работы в режиме малых по сравнению с напряжением смещения амплитуд, называют варикапами. Свойства варикапа определяются свойствами только барьерной емкости запертого перехода.
Диоды, предназначенные для работы при больших амплитудах, называют варакторами. В варакторных умножителях работа происходит как в области закрытого, так и в области открытого перехода.
Принцип работы варакторного умножителя частоты основан на использовании нелинейности емкости р-n-перехода. При подаче на р-n-переход гармонического напряжения ток через переход будет негармонический (рис. 2.13,6). В составе такого тока имеются высшие гармонические составляющие. Использование области открытого р-n-перехода приводит к увеличению уровня высших гармоник.
В схему умножителя варактор можно включать как параллельно (рис. 2.14,а), так и последовательно (рис. 2.14,6). Контур входной цепи умножителя настроен на основную частоту, а контур выходной цепи - на вторую или третью гармонику. Такой умножитель частоты является пассивным, так как энергия выходных колебаний на частоте гно определяется энергией только одного источника входного напряжения с частотой со.
Достоинством параллельной схемы умножителя является то, что один вывод варактора в ней находится под нулевым потенциалом. Это дает возможность разместить варактор на большом радиаторе и улучшить тепловой режим, а значит повысить полезную мощность.
Последовательная схема (рис. 2.14,6) обеспечивает лучшую устойчивость работы, поскольку индуктивности выводов и емкость корпуса входят в состав колебательной системы умножителя. Но в этой схеме усложняются условия теплоотвода.
Наилучшая эффективность преобразования мощности в варакторе достигается подбором оптимального значения напряжения смещения, соответствующего определенному значению входного напряжения. При изменении амплитуды входного напряжения изменяется и эффективность преобразования.
Автоматическое смещение обеспечивает изменение напряжения смещения при изменении входного напряжения, сохраняя таким образом оптимальную эффективность преобразования.
Варакторные умножители частоты используют для двух- или трехкратного умножения частоты. Для получения умножения большей кратности соединяют последовательно несколько удвоителей или утроителей.
2.10. Схемы соединения транзисторных генераторов
Для увеличения выходной мощности ГВВ включают параллельно или последовательно несколько транзисторов для работы на одну общую нагрузку.
При параллельном включении транзисторов для работы на одну общую нагрузку одноименные электроды транзисторов соединяют между собой параллельно. При этом токи отдельных транзисторов в общем проводе складываются и в выходном контуре выделяется суммарная мощность.
Соединяемые параллельно транзисторы должны иметь одинаковые параметры, иначе один из транзисторов будет шунтировать другой транзистор и нагрузку. Значительный разброс параметров транзисторов приводит к необходимости применять дополнительные схемные решения, выравнивания режимов работы отдельных транзисторов. Однако это приводит к усложнению схемы, а следовательно снижает надежность ее работы. Поэтому ограничиваются включением не более двух-трех транзисторов параллельно.
Вследствие сложности настройки и снижения надежности схемы с параллельным включением транзисторов применяются редко.
Двухтактные генераторы малой мощности (десятки ватт) на частотах 1 -10 МГц можно выполнять на трансформаторах с магнитной связью, как показано на рис. 2.15. Транзисторы в этой схеме работают в режиме класса В, т. е. с углом отсечки 0 = 90°. При подаче на вход переменного напряжения возбуждения в цепях коллекторов импульсы коллекторных токов сдвинуты по фазе на 180°. По току первой гармоники транзисторы оказываются соединенными последовательно.
VT1 протекает от коллектора VT1 через транзистор VT1, затем участок эмиттер - коллектор транзистора VT2, через нагрузку Т2 к коллектору транзистора VT1.
Коллекторный ток первой гармоники транзистора VT2 протекает от коллектора VT2 через участок коллектор - эмиттер VT2, через эмиттер - коллектор VT1, через нагрузку и к коллектору VT2.
Через нагрузку Т2 коллекторные токи первой гармоники протекают в одном направлении и поэтому суммируются. В общем проводе питания токи первой гармоники направлены навстречу и взаимно компенсируются.
На выходе этой схемы при хорошей ее симметрии высшие гармоники отсутствуют, так как четные гармоники коллекторных токов обоих транзисторов в выходном трансформаторе компенсируются, а нечетные гармоники в импульсах с отсечкой 0 = 90° практически отсутствуют.
2.11. Схемы выходных каскадов радиопередатчиков
Созданные генератором колебания радиочастоты передаются в антенну для излучения. Для этого антенна передатчика должна быть связана с выходным контуром последнего каскада передатчика. Нагруженный антенной каскад называется выходным. Выходной каскад передатчика является наиболее мощным каскадом и отбирает наибольшую часть энергии от источников питания. Поэтому энергетические показатели выходного каскада в основном определяют энергетические показатели передатчика в целом. Следовательно, выходной каскад должен иметь по возможности больший КПД. Кроме того, выходной каскад работает в режиме колебаний второго рода, « высшие гармонические составляющие тока выходной его цепи могут передаваться в антенну и излучаться ею, создавая помехи другим радиостанциям. Для устранения этого выходной каскад должен обеспечивать достаточно хорошую фильтрацию гармоник.
Режим работы и энергетические показатели выходного каскада зависят от электрических параметров антенны и способа связи ее с выходной цепью генератора.
В зависимости от способа подключения антенны различают две схемы выхода - простую и сложную.
Простая схема выхода - это такая схема, в которой антенна непосредственно включается в выходной контур генератора, как показано на рис. 2.16, а. В этой схеме антенна вместе с элементами настройки и связи входит в состав выходного контура, являющегося нагрузкой генератора. Выходной контур здесь называют антенным. Он должен быть настроен на заданную частоту и иметь сопротивление, равное оптимальному эквивалентному сопротивлению нагрузки генератора.
Известно, что наиболее полная передача колебательной мощности в антенну происходит при согласовании входного сопротивления антенны с выходным сопротивлением генератора. В простой схеме антенный контур настраивают на заданную частоту с помощью катушки настройки L н, а сопротивление нагрузки подбирают, изменяя индуктивность или емкость связи.
Если передатчик работает на одной фиксированной волне, то условия осуществления наиболее выгодного режима генератора и наиболее полной передачи энергии в антенну достигаются следующим образом. Сначала настраивают антенный контур на рабочую частоту генератора, а потом, не меняя параметров настройки контура, подбирают значение эквивалентного сопротивления контура для обеспечения оптимального режима работы генератора.
При непосредственном подключении антенны в выходную цепь генератора энергия в антенну передается наиболее полно и этим достигается более высокий КПД генератора, что является достоинством простой схемы выхода.
Недостаток простой схемы - низкая фильтрация гармоник и ненадежная работа при обрывах антенны. При обрыве антенны сопротивление нагрузки уменьшается и генератор может оказаться в недонапряженном режиме. При этом потери мощности на электронном приборе могут превысить допустимые и разрушить прибор.
В сложной схеме выхода в выходной цепи генератора имеется два контура (рис. 2.16,6). Один из них включается непосредственно в выходную цепь генератора и называется промежуточным. Второй контур создается элементами антенны и называется антенным. Оба контура настроены на рабочую частоту генератора. Оптимальное сопротивление нагрузки в сложной схеме выбирается подбором связи промежуточного контура с антенным (методом последовательного приближения).
Достоинством сложной схемы является лучшая фильтрация гармоник. Кроме того, сложная схема более надежна, так как при обрыве антенны генератор переходит в перенапряженный режим и потери мощности на нагрев электронного прибора уменьшаются. Недостаток сложной схемы - низкий кпд из-за потерь энергии на элементах связи и промежуточного контура.
Сложная схема выхода используется в передатчиках большой и средней мощности, в которых большое значение имеет лучшая фильтрация гармоник и допускаются большие габаритные размеры схемы и ее сложность.
В маломощных передатчиках связи, для которых малые их габаритные размеры, масса и простота схемы, а также экономичность имеют решающее значение, применяется простая схема выхода.
Для контроля режима работы электронного прибора и настройки контура в резонанс в выходной каскад передатчика включают прибор для измерения токов в выходной и входной цепях генератора.
Глава 3. АВТОГЕНЕРАТОРЫ
3.1. Принцип самовозбуждения
Для создания колебаний радиочастоты в радиопередающих устройствах используется явление возникновения электрических колебаний в колебательном контуре, в который вводится некоторое количество энергии извне, т. е. первоисточником электрических колебаний в радиопередающих устройствах служит колебательный контур.
Если в электрический контур LC ввести некоторое количество энергии извне, например путем заряда конденсатора С, то в контуре возникают свободные затухающие колебания радиочастоты.
Чтобы колебания были незатухающими, т. е. амплитуда их не уменьшалась, необходимо периодически, в такт со свободными колебаниями, пополнять энергию в контуре. Это можно осуществить периодически, подключая к контуру источник ЭДС, который будет подзаряжать конденсатор контура. Когда количество энергии, поступающей в контур, будет достаточным для компенсации всех потерь энергии в нем, колебания в контуре будут незатухающими.
Для создания в контуре незатухающих колебаний пополнять энергию необходимо один раз за период. А так как частота колебаний высокая (сотни и тысячи килогерц), то подключать источник электрической энергии к контуру для пополнения энергии в нем может только специальный быстродействующий прибор - электронная лампа или транзистор.
Чтобы пополнения энергии поступали в контур в такт со свободными колебаниями (с его собственными колебаниями), необходимо, чтобы сами колебания управляли током источника питания. Для этого в схеме генератора имеется обратная связь (ОС) выходной цепи со входной. Таким образом, генератор с самовозбуждением состоит из колебательного контура, электронного прибора, источника питания и элементов положительной обратной связи. /
В колебательном контуре выделяется энергия создаваемых колебаний, частота которых определяется параметрами контура L и C. Электронный прибор выполняет роль регулятора расхода энергии источника питания. Элементами обратной связи могут быть катушка индуктивности или конденсатор. Источник питания пополняет энергию в контуре. Таким образом, генератор с самовозбуждением является
_____________________________________________________________
Рис.3.1. структурная схема автогенератора
1-цепь ОС; 2-усилительный элемент; 3-колебательный контур;
4-источник питания.
устройством, которое создает колебания радиочастоты с помощью колебательного контура и элементов обратной связи. А так как колебания в таком генераторе возникают автоматически, сразу после включения источников питания, то он называется автогенератором (рис. 3.1).